功率半导体：IGBT 和 SiC 电源开关工程基础知识（二）
隔离式栅极驱动器特性什么是互锁保护及其如何在驱动器中实现？
IGBT或SiC MOSFET对它们在其中运行的系统的运行至关重要，因此对其进行保护非常重要。这些器件不仅对于高效运行而言至关重要，它们也是系统中最昂贵的组件之一。将器件布置在半桥中（如图23所示）时，它们不能同时导通。因此，在开关改变状态以及两个器件都关断之前使用死区时间。如果两个器件同时导通，则会发生击穿并导致大电流尖峰和潜在的故障。如果死区时间计算不正确（过短、驱动器之间的传播延迟不同或输入端噪声），则会发生击穿。互锁是一项集成在栅极驱动器中的功能，可防止击穿。逻辑电路结合了栅极驱动器的正输入和负输入，因此它们永远无法同时导通。可以将其视为一项集成的死区时间功能，其中考虑了驱动器的固有延迟。即使用户编程的死区时间出错，驱动器互锁也不会允许两个输出同时打开。可以为单输出或双通道驱动器实现互锁如图24和25所示。在双通道驱动器中，输入通道在内部连接在一起；在单输出驱动器中，输入在外部连接在一起。 图23：硬开关半桥
图24：具有互锁功能的双通道驱动器
图25：两个具有互锁功能的单通道驱动器
为何在电源转换器中感应温度？ 由于封装材料限制，分立电源开关和电源模块设计为在特定的温度范围（通常为 -50°C至 150°C）内工作。不过，开关引起的功率损耗和导通损耗将导致芯片发热， 从而导致其随时间的推移而损坏或完全毁坏。器件的运行环境可能包含极高的热量，这也可能导致裸片温度过高。通常，电源系统设计人员会首先在温度达到特定的限值时降低功率，然后在温度超过最大阈值时完全关闭转换器。为此，使用温度传感器来监测器件温度。温度测量精度是关键因素，因为在不必要的情况下，降低功率是不可取的。如果精度很差，则该器件可能仍会承受过多的热量并随着时间的推移而退化。当降低散热器设计的成本时，高度精确的测量还提供了裕度空间。通常使用热敏电阻或热敏二极管监测温度。负温度系数 (NTC) 热敏电阻通常监测IGBT电源模块中的温度，并集成在靠近器件的位置，以便提供最精确的读数（图26）。图 26：具有集成温度传感器的电源模块
什么是 CMTI，如何进行测量？
共模瞬态抗扰度 (CMTI) 是隔离式栅极驱动器的一项主要规格。CMTI是施加在两个隔离电路之间的共模电压VCM上升或下降的最大容许速率，如图27所示，单位为千伏/微秒 (kV/us) 或伏/纳秒 (V/ns)。为了改变测试的压摆率可以增大电压或减小时间间隔。该隔离等级与其他静态隔离或浪涌等级不同，因为它以更快的变化率施加。大功率开关能够在几百纳秒内改变电压和电流 —对于SiC MOSFET，该时间短于100ns。这会产生非常大的电压瞬变，通常大于100V/ns。栅极驱动器在每个开关瞬间都会经历这些电压摆幅，尤其是在驱动器以开关节点为基准时，如图28所示。因此，驱动器需要能够承受高于额定水平的CMTI，以防止低压电路侧产生噪声，并防止隔离栅发生故障。图 27：CMTI 测试
图 28：隔离式双通道驱动器
隔离式感应为何很重要，它需要达到多高的精度？
电源转换器和逆变器使用电压、电流和温度传感器来提供反馈控制，优化系统性能或防止产生故障。例如，三相电机驱动器使用电流反馈来调节电机的转速和扭矩。如果电流测量不精确，则电机会产生扭矩纹波，从而无法正常运行。如图29所示，可以测量系统中的各种信号，包括相电流、电压和温度。出于功能和安全原因，对这些信号进行隔离，从而将低压控制侧与高压感应侧分开。在低电流系统中，使用分流电阻器在相线上的一个分流上测量相电流，其中参考节点位于逆变器的开关节点上。如果未隔离此信号，则控制侧将看到VDC的高压摆动，低压电路将损坏。此外，人可能会触及控制箱，因此需要采用高电压隔离以防止电击。测量精度取决于系统要求。通常，电流和电压必须十分精确（在±1%以内），因为它们会反馈到控制器，用于直接改善系统输出。通常，温度不需要如此精确；处于±3%至5%的范围之内就足以防止由于过热而导致故障或降低功率以冷却系统。图 29：三相电机驱动系统中的隔离式感应
NEWSIGBT 和 SiC 保护基础知识什么是 dv/dt 引起的导通？
IGBT和SiC MOSFET通常用于大功率逆变器、转换器和电机驱动应用。由于高功率水平和这些快速开关器件，在每个开关瞬间都会产生很大的dv/dt和di/dt。在理想情况下，这些快速瞬变对系统有利，并且不会造成任何负面影响。实际上，电路和开关器件包含与这些瞬变相互作用的寄生电容和电感，从而可能对系统造成破坏。具体而言，dv/dt可能会通过在上部器件S1开启时错误地使半桥中的下部器件S2导通导致击穿，如图30所示。Vds或dv/dt的快速增加导致电流流过寄生电容Cgd或Cge（该寄生电容称为米勒电容，位于MOSFET内），其路径如图31所示。相应的关系为：米勒电流根据栅极电阻以及Cgd与Cgs之比在栅极上产生电压。如果压降大于阈值电压Vth（如图32所示），则该器件可能会导通并引起击穿，从而导致过大的电流和功率耗散。图 30：MOSFET 半桥
图 31：S2 的米勒电流路径 图 32：米勒电流对 S2 的栅极电压的影响
什么是米勒钳位？
电源开关的电压瞬变dv/dt与寄生米勒电容器Cgd相互作用，导致电流流过栅极并可能导致误导通。米勒电容是基于功率器件的物理特性的固定参数，无法更改。下一个解决方案是减小dv/dt。通常，会调整栅极电阻器Rg以调节驱动强度，从而将开关速度降低至可接受的水平。不过，增大Rg也会通过减慢开关速度来增大开关损耗。米勒钳位可以在不影响开关效率的情况下重定向电流。米勒钳位以米勒电容器命名，是一种低阻抗开关，可重定向由dv/dt引起的电流。米勒钳位通过将MOSFET的栅极接地或与负电压轨相连，将器件保持在关断状态。实施米勒钳位的一些主要考虑因素是位置和下拉电流能力。位置决定了阻抗，从而决定了钳位的有效性；阻抗越高，其有效性越差。下拉能力决定钳位是否能够重定向足够的由Cgd产生的电流，以防止误导通。如果下拉电流过小，则钳位无效。图 33：不带米勒钳位的栅极驱动器
图 34：带米勒钳位的栅极驱动器
内部米勒钳位与外部米勒钳位之间有何差异？
米勒钳的位置会极大地影响其有效性。钳位的目的是为米勒电流提供一个低阻抗路径，使其流向接地端。如果钳位的位置远离开关器件，并且布局未经过优化，则钳位路径中的阻抗可能大于通过栅极驱动器的阻抗。根据系统评估是需要内部还是外部米勒钳位非常重要。内部米勒钳位位于驱动器IC内。使用内部钳位可减少构建电路所需的组件，但其位置可能远离电源开关。米勒电流的路径中可能具有寄生电阻和电感Rp和Lp，如图35所示。如果该电流足够大，则米勒钳位不会对驱动器性能产生太大的影响。外部米勒钳位由驱动器控制，但位于外部，如图36所示。这样，可以将钳位放置在非常靠近电源开关的位置，以减小电流路径中的任何阻抗。该实现最适合具有高dv/dt的器件。图 35：带内部米勒钳位的栅极驱动器图 36：带外部米勒钳位的栅极驱动器
什么是短路电流？
在电位不同的导体之间建立电气连接时会发生短路， 从而形成几乎没有阻抗的路径。在这种状态下，电流不再受到限制，可能达到破坏性的水平。短路可能由各种原因导致，包括接线不良、过载情况或控制故障。短路是逆变器、转换器和电机驱动器等电力电子产品中最普遍的故障之一。短路可能导致电源开关器件发生灾难性故障。IGBT或SiC MOSFET等开关具有有限的基于其热容量的电流承受能力。过大的短路电流（远高于额定水平）会导致裸片中产生大量的热耗散。在图37中，VDC通过S1与VOUT短接。当S2导通时，短路电流通过开关迅速增大（如图38所示），从而导致过热和损坏。因此，有必要使用保护电路来检测何时发生短路，然后在发生故障之前关闭功率器件。根据器件可以承受过流事件的允许电流水平和时长来设计保护电路。图 37：具有非重叠输入的硬开关半桥 图 38：短路事件期间的 S2 波形
检测短路的方法有哪些？
可以通过多种方法来检测短路。方法的选择取决于功率器件的类型、系统电压和电流额定值、精度要求以及成本限制。短路感应就是直接或间接测量流经IGBT或SiC MOSFET的电流。请参阅表4。表 4：短路检测方法的优点和缺点
快速短路反馈为何至关重要？
快速短路反馈对于将器件保持在其安全工作范围内而言至关重要。发生短路时，电流会迅速增加至超过器件额定值的水平，从而由于功率耗散而发热。根据电流水平和保持该电流水平的时间，器件可能损坏。给定时间段内耗散的功率称为短路能量（如图39所示），器件可以承受的最小能量称为其临界能量EC。EC的定义不一定总是很明确，但您可以根据结至外壳热阻Zthjc图进行估算，如图40所示。该图显示了Zthjc (°C/W)与脉冲时间tp之间的关系（采用变化的占空比D）。热阻至关重要，因为它定义了裸片的热容量。通常， 器件需要保持在指定的结温Tj以下，临界能量的计算公式为： 脉冲宽度可以帮助确定短路反馈电路必须达到多快的 速度，以防止器件过热。这对于SiC MOSFET尤为重 要，因为它们快速进行开关，从而使电流可以迅速增大，并且它们具有很小的裸片尺寸，因此与IGBT相比， 它们的短路承受时间(SCWT)更短。因此，缩短测量过电流事件的时间并选择相应的保护电路至关重要。图 39：短路期间的功率损耗
图 40：单个脉冲的 MOSFET 热阻
什么是 IGBT 中的去饱和，如何检测它？
IGBT中的过电流会导致去饱和。各种短路事件都可能导致去饱和，在这些事件中电流会迅速增大至超过器件最大额定值的水平。当IGBT去饱和时，从饱和区移到有源区，会消耗最大功率，从而导致过热并可能造成灾难性损坏。因此，通过限制电流Ic以确保在饱和区域 内运行IGBT至关重要。在电流膝点（如图41所示）处，器件开始转换到有源区域。此时，Ic停止增大，而Vce继续增大。保护电路旨在通过测量电流或监测电压水平是否达到预设的阈值 （分别为IDESAT和VDESAT）来检测该转换。最常见的保护电路称为DESAT保护，它监测导通状态电压Vce，以检测何时达到阈值。在这种情况下，选择VDESAT，使其处于电流膝点区域内（通常为7V至10V）。在正常运行期间，VDESAT>Vce。当VDESAT<Vce时，将触发DESAT，该电路将安全地关断IGBT，以防止损坏器件。DESAT电路可以集成到栅极驱动器中，也可以使用分立组件实现。图 41：IGBT 的 I-V 曲线
什么是 IGBT 去饱和检测中的消隐时间？
DESAT检测必须足够快地触发，以防止发生灾难性故障。不过，由于系统的非理想性（例如功率器件的非理想开关，其中完成电压和电流转换可能需要数百纳秒的时间），立即进行DESAT检测可能会导致不精确的故障触发。如图42所示，首先是电流上升，然后电压下降。DESAT在导通状态期间检测电压Vce或Vds，因此应将测量延迟到器件完全导通且电压达到其最低值之前进行。此外，在快速电压瞬变之后可能会发生振荡， 从而导致DESAT电压上升到阈值以上。由于这些原因，DESAT电路设计具有称为消隐时间的固有延迟，该延迟应至少为t4-t0。如上所述，消隐时间tBLK应足够长，以防止误跳闸，但又应足够短，以在器件损坏之前将其关闭。建议的消隐 时间通常大约为2µs，该值小于IGBT的SCWT。SCWT由给定时间段的最大允许功率耗散定义。DESAT电路设计采用图43中所示的组件，这些组件包括一个电流源ICHG、一个电压基准VDESAT和一个电容器CBLK。消隐时间计算公式为：图 42：电源开关导通波形 图 43：典型的 DESAT 电路实现
如何为 IGBT 设计去饱和电路？
DESAT保护电路需要考虑适当设置消隐时间、DESAT阈值电压和高压阻断二极管。消隐时间tBLK必须足够长，以防止误触发，但必须短于器件的SCWT。消隐时间设置取决于IGBT的特性。通常在具有DESAT功能以及阈值电压VDESAT的驱动器IC中提供充电电流I CHG，如图44所示。根据直流总线电压设置高压二极管DHV。当VDC的范围为千伏级时，DHV可以是多个串联的二极管。DHV的反向恢复应极小，以防止反向电流引起误跳闸。最好使用快速恢复二极管，以防止产生错误的DESAT故障信号。此外，多个高压二极管可以帮助调节实际阈值电压VDESAT，actual，其中从VDESAT中减去二极管数量乘以其正向电压所得的值。VDESAT是DESAT故障触发时的基准电压，该基准电压在具有集成DESAT保护功能的栅极驱动器中设置。实际检测电压可以根据消隐电阻器RBLK和高压二极管的正向压降进行调节。您必须使用所有这些组件来精确地设置DESAT电压。因此，实际检测电压为：图 44：典型的 DESAT 电路实现
检测 IGBT 的去饱和为何比检测 SiC 的去饱和更有意义？
DESAT是最常见的过电流保护电路，由于易于实现，因此是许多应用的默认选择。不过，IGBT与SiC MOSFET之间存在固有差异，这些差异使DESAT保护与SiC MOSFET相比更适合IGBT。图45显示了IGBT和SiC MOSFET的I-V特性。对于相同的额定电流和电压，IGBT到达有源区域时的Vce比SiC MOSFET转换到饱和区域时相应的Vds水平低得多。从本质上讲，IGBT限制了耗散的功率，因为电流停止增加。在SiC MOSFET中，电流持续增大，而Vds也增大，由于高功率耗散和产生的热量，导致器件以更快的速度发生故障。此外，SiC MOSFET比IGBT更快地达到最大功率耗散点，因为它们的开关速度要快得多。IGBT的去饱和电压通常为7V-10V，而SiC MOSFET的去饱和电压没有明确定义的范围。因此，为IGBT选择DESAT电压较为简单，但这对于SiC MOSFET而言几乎是不可能的。可以在进行一些修改后将DESAT用于SiC MOSFET，但不会实现最佳性能。SiC MOSFET具有比IGBT更短的SCWT并且开关速度更快，因此时序至关重要。分流电阻器电流监测或过电流检测等方法最适合SiC MOSFET。 图 45：IGBT 与 SiC MOSFET 的 I-V 曲线
什么是过电流检测，它为何更适用于 SiC MOSFET？
DESAT作为一种短路保护形式在IGBT中很常见， 但由于其I-V特性，并非始终适合SiC MOSFET。SiC MOSFET从线性区域到饱和区域的转换尚不明确，因此使用单个电压阈值进行DESAT检测可能不太精确。一种更适用的检测形式是过电流检测，它测量流经精确分流电阻器Rshunt的电流。考虑到Rshunt中会流过很大的电流，其测量确实会导致更大的功率损耗。结果， 由于自热，其精度也可能更低。分流电阻器值通常处于毫欧级范围之内，测量的电流根据欧姆定律 (V = I * R) 得出。与DESAT相比，分流电阻器监测更加精确并且所需的电路更少。更少的电路还意味着响应速度更快，这对于SiC MOSFET而言至关重要，因为它们的SCWT比IGBT更短。为了解决功率损耗问题，有些电源模块包含集成的电流调节功能，以减小流经分流电阻器的电流（图46）。模块中内置的分流电路可降低分流电阻器中耗散的功率，相应的比率由功率器件制造商提供。该方法的功耗比典型的分流电阻器测量要低，从而可以实现更精确的电流测量。 图 46：使用具有集成电流调节功能的 FET 的过流
页:
[1]
